随着近年来半导体技术的不断进步，LSI的高速化和高密度化成为了有关厂商和研究机构竞相追逐的目标，致使LSI的驱动电压呈现出低压化的走势，而这又和降低与CMOS栅极电容器的充放电有关的电功率损耗等节能技术密切相关，因而进一步加快了微处理器工作电压的低压化。

　　另一方面，随着LSI中包容功能的增加（亦即人们对多功能化要求的日益增强），LSI的消耗电流有增大的趋势。这就向为LSI提供驱动功率的电源装置提出了在低电压条件下提供大电流的高效化课题。

　　另外，在微处理器方面，为了达到节能的目的，需要根据使用状况的变化对消耗电流进行急剧的改变。而且，还要求由此引起的电压波动非常小。目前，围绕能够满足以上种种要求的开关电源装置的开发，人们开展了大量的研究工作。本文将简要介绍几种主要的低电压大电流变换器电路技术。

一、 抽头电感器（Tap Inductor）方式的变换器
　　在使用作为低电压大电流变换器的传统降压型变换器的场合，当输入电压为12V、输出电压为1V时，根据输入输出电压的关系所得出的占空因数D（Duty Ratio）是一个非常小的数值（0.08）。这就是说，当采用以往的降压型变换器来实现1V的低电压输出时，开关的导通时间会变得很短，且在这一短时间内将流过大振幅的峰值电流，导致损耗增加，想保持高效率变得十分困难。另外，开关的应力也会变大。
　　因此，人们开始考虑利用线圈匝数比（而不仅限于占空因数）来调整输入输出电压比。这就是抽头电感器方式的降压型变换器（图1），它用抽头电感器替代了降压型变换器的能量存储用电感器。其实，这种电路结构早在1966年就有人提出来了，曾在其他应用中受到过关注。近来，由于需要进行低电压输出的缘故，该电路技术再次引起人们的重视。

　　该抽头电感器方式的降压型变换器具有以下特点：
　　（1）与以往的降压型变换器相比，它能够以较大的占空因数来实现低电压输出。
　　（2）一个抽头电感器能够起到输出滤波器和电压变换两个作用。
　　（3）在以往的降压型变换器中，由于输入电压直接加在同步整流开关上，因此必需采用耐压较高的开关;而采用抽头电感器方式的降压型变换器时，加在同步整流开关上的电压是与输出电压相近的低电压，所以可使用低耐压、低接通电阻的MOSFET。
　　（4）以往的降压型变换器中，在较短的时间里流过很大的电流，因此由开关的接通电阻产生的损耗较大;而抽头电感器方式的降压型变换器能够以较大的占空因数进行工作，故可将流过主开关的电流限制得比较小，使得开关的接通电阻产生的损耗变小，效率便提高了。

　　当然，这种方式也存在一些问题。与具有连续电抗器电流的传统降压型变换器不同，抽头电感器方式的降压型变换器的电抗器电流iL是不连续的。而且，这种变换器还往往存在漏电感。因此，当主开关S1关断时，该漏电感和开关的寄生电容就会产生过高的浪涌电压（有时竟达250V左右）。该浪涌电压会给开关施加过大的应力，从而导致元件受损。为此，需要采用高耐压的元件，开关的接通电阻变大，使得效率下降。

　　为了对这种源自漏电感的浪涌电压的产生加以抑制，人们又推出了采用有源钳位（Active Clamping）的抽头电感器方式的降压型变换器，它增加了有源钳位电路（包括辅助开关S3和钳位电容器）及同步整流开关S2（见图2）。该变换器的开关动作是通过主开关S1、辅助开关S3以及同步整流开关S2的交替导通/关断来完成的（其间夹带有空载时间）。
　　在这种场合，有源钳位电路将吸收存储在漏电感中的能量以及施加在主开关S1上的浪涌电压。而且，这些被吸收的能量可在输出侧再生。另外，还可用于实现零电压开关（ZVS）操作。

　　实验表明，这种方式能够把峰值电压限制在40V左右，并且具有良好的浪涌电压降低效果。图3 示出了效率特性。由图可见，在1V/20A的负载条件下，效率提高了30%。

　　抽头电感器方式变换器的输出线圈中的电流波纹非常大，会使效率下降。但利用交错操作（Interleave Operation）方式能够减小这种波纹。图4示出了采用交错操作方式的抽头电感器降压型变换器。

　　该变换器通过使开关S3和S4与S1和S2在相位相差180°的情况下进行开关操作的方法实现了交错式工作。另外，开关S1 和S3共用钳位电容器Ca，可通过电压钳位操作相互吸收开关导通时的浪涌电压。这种方式的抽头电感器降压型变换器与基本型的抽头电感器降压型变换器的特点基本相同，只是其电流波纹可降至很小。

二、 推挽式正向变换器
　　推挽式正向变换器（Push-pull Forward Converter）是一种与交错方式的抽头电感器变换器相似的、采用绝缘变压器的提案，其电路构成见图5。这里，与上述交错方式的抽头电感器变换器一样，开关S1和S2相互进行电压钳位操作。而钳位电容器Ca的存储能量在开关S1或S2导通时被转出至输出。在此期间，输入也向输出传送能量，因此可等效地把正向变换器看做是一个并联的电路。

三、 两段式DC/DC变换器
　　通信设备用电源装置的输入电压为48V，与所需的输出电压的差异更大。在这种场合，如果用一个变换器来获得低电压输出，则变压器及抽头电感器的匝数比将变大，导致漏电感的增加，从而使效率下降。因此，采用变换器级联的两段式结构能够抑制匝数比的增加并减小漏电感，从而扼制了效率的下降。两段式DC/DC变换器有很多种，这里介绍的是图6 和图7所示的结构。

　　图6所示的两段式DC/DC变换器其前段是降压型变换器，后段是变形的电流型变换器。与过去的电流型变换器相比，这种变换器的特点是把绝缘变压器分为了两个。这样，通过使后段的开关S1和S2的导通期间相重合的方法，可由两条路径把能量传送至次级侧，有望获得更高的效率。另外，还利用第三级线圈进行了变压器的磁通复位（Magnetic Flux Reset），防止了变压器的饱和。

　　图7所示的两段式DC/DC变换器前段为降压型变换器，后段为半桥式变换器，其特点如下：
　　（1） 较宽的输入电压选择范围。
　　（2） 通过在前段的降压型变换器中采用同步整流的办法，确保了即便在负载较小的情况下也不会进入电流间歇方式。
　　（3） 由于是两段式结构，所以可采用较大的降压比，即使负载电流较大，输入电流也可以比较小，能够抑制前段的损耗。
　　尽管如此，这种变换器也存在着因表示动态特性的传递函数为高次函数而引起的稳定性稍差的问题。特别是图7所示的变换器的传递函数为4次函数，为了实现稳定的操作，采取了各种各样的补偿措施，但这又牵扯到了响应速度方面的问题。看来今后需要研究出能够在保持稳定性的同时提高响应速度的电路结构和控制方案。

　　由上文可以看出，作为低电压大电流变换器，并没有什么特殊的电路方式，研究的重点放在了对以往电路的精妙组合上。今后，低电压大电流变换器将和VRM（Voltage Regulator Module，电压调节器模块）一样要求高速响应功能。除了PC之外，它还将被广泛用作以通信设备为首的各类电子设备的电源装置。