引言

　　一种时下流行的用于降低平均电磁干扰 (EMI)的方法是大家熟知的脉宽调制(PWM) 频率抖动法。功率因数校正(PFC)预调节器的脉宽调制器频率随着输入线路周期的变化而改变，幅度达20%。这种变化已经被证实能够使平均EMI降低7 dBuV ~ 10 dBuV。然而，在通用输入线路情况下，传统的PFC频率抖动方案会使PFC预调节器效率低于固定开关效率。本文将讨论传统的频率抖动技术是怎么使功率转换器的“功耗更大”。另一种新的频率抖动技术也将在本文谈到，这种新技术不仅能够降低平均EMI，而且还能进一步提高预调节器的工作效率。

　　离线式PFC预调节器

　　为了评估频率抖动对PFC预调节器的影响，我们构建了功率为200W的PFC调节器。转换器用于将85V的通用输入电压(Vin)转换为具有380V直流输出(Vout)的265V RMS。图1是简化的PFC预调节器结构图。

　　本次评估所使用的升压电感器(L)为1mH。我们根据开关频率(fs)以及85V RMS最小输入电压(Vinmin)来选择电感器。电感器在低电压线路处于峰值时产生最大纹波电流。另外，电感器的选择必须满足 820mA纹波电流(di)的要求。在本设计中，我们根据输入与输出电压要求得出低压线路(D)峰值电压时的占空比为0.68。

（1）

　　输出电容(Cout)必须达到220uF，以满足要求。IRFP450 N通道FET用于开关(Q1)。

　　通常采用传统的频率抖动技术(D1)降低EMI

　　为了能够降低离线式预调节器的EMI，业界标准规定开关频率要随着整流线路电压 (VREC)的变化而在其额定值的100%和80% 之间变动。即PWM的开关频率将在线路交叉电压情况下为最大值，并随着VREC逐渐增至峰值的过程中相应上升。

　　经验证，传统的抖动方法（图2）能够降低 EMI，但是也存在潜在的不足，因为会降低转换器的效率。PFC 预调节器的主要损耗来自 FET 的开关损耗以及升压二极管的反向恢复损耗。为了能用数学的方法显示抖动技术 D1 是如何引起功率降低的，我们需要计算出 FET 的开关损耗，同时还要计算出升压二极管反向恢复时的开关损耗。在本文中，数学分析仅限于对 FET 开关损耗 (PQ1) 的评估，以及对抖动与非抖动开关频率两种 PFC 进行比较。

　　当转换器具有最小输入电压85V RMS，同时又是满载输出时，开关损耗达到最大值，同样需要对该值进行评估。固定频率方法的频率为100 kHz。采用抖动方法的转换器用于使开关频率发生变动，其变动幅度为 125 kHz ~ 100 kHz，平均开关频率 (favg) 为 112.5 kHz。选择这一抖动频率范围是因为升压电感器的最佳工作频率为 100 kHz。通过计算得出固定频率 (PQ1_fixed(fs)) 的开关损耗为 1.8 W，而估算得出的抖动方案 D1 (PQ1_Dithered_D1(fs)) 的开关损耗为 2.0 W。所以，使用抖动方案的 FET 开关损耗比固定频率方法要高出 12.5%。

　　为了提高效率并降低开关损耗，设计人员可能希望能够将最大和最小开关频率分别降至100 kHz和80 kHz。然而，这样做会使电感增加25%，因为升压电感器将设计为80 kHz的开关频率，而非原来的100 kHz。

　　通过改变频率抖动方向进一步提高通用 PFC 应用的效率。

　　本文中，我们将提出一种既能够降低 EMI 又能提高 PFC 效率的最新抖动技术（方案 D2），方法是使开关频率在 80% ~ 100% 的范围内变动。通过这一技术，PWM 的开关频率可以在线路电压相交时具有最小值，而当输入线路电压达到峰值时具有最大值。图 3 的曲线图显示了频率随已整流线路电压改变而相应抖动的过程。

　　在本设计中，电感器在提高预调节器效率的同时，其频率还可以在80 kHz ~ 100 kHz之间抖动，而且不会影响电感器的大小。此外，该方案还能使估算的平均FET开关损耗(PQ1_Dithered_D2) 降低至1.65 W。采用抖动方案 D2 预测的 FET 损耗比采用方案D1时低25%，比固定频率方法低10%。

　　方案D1与D2都需要额外的电路来改变开关频率。

　　可将UCC3817固定频率PFC控制器用于控制预调节器。要改变 PWM 控制器的开关频率需要了解 PWM 振荡器定时是怎样生成的。图4显示了PWM 控制器中用于生成振荡器斜坡的内部电路。电阻器RT可设置定时电容器 CT 的充电电流。电容器 CT 在内部比较器获得峰值前将一直充电，并在定时电容器达到谷值前放电。该电路会生成锯齿波形，以作为对 PFC 控制器中 PWM 比较器的输入信号。要改变开关频率，就需要添加电路，以使电容器的充电

　　为了能够采用抖动技术 D1 来使预调节器的开关频率在 125 kHz～100 kHz 范围内抖动，需要清除RFF、RT 以及CFF等电子元件，取而代之以图5所示的电路。晶体管Q2和电阻器RE 形成了电压控制的电流吸收器 (current sink)。电阻器RA通过电阻器 RD向Q2基极提供控制电压，这样就可以使CT的充电电流随着线路电压的改变而改变，继而改变开关频率。电容器CA用于过滤全部的高频噪声干扰。CFF、RFFA、RFFB、RTC 以及晶体管Q1等电子元件可共同确保频率抖动不会因为线路峰值电压的改变而发生变化。该电路充分利用了 PFC控制器的电压前馈(VFF)以及 PFC控制器的输出。在该电路中，VFF的高电压和低电压分别为1.5V和4.5V。随着VFF的上升，Q1将从 Q2 的基极吸收更多电流以确保控制信号的振幅不会因为线路电压振幅的增大而改变。为了实现抖动，D2 只需将图5中的(a)电路拆除，换上(b)电路即可。这一电路更改可以使CT 的充电电流随着线路电压的升高而相应增大。本例中，我们添加了特定的电路，以使开关频率在80 kHz ～ 100 kHz 范围之间抖动。

　　实验结果

　　我们采用固定频率、抖动方案D1以及抖动方案D2三种技术对 200W 原型的效率进行了评估，其间输出功率最大时输入电压为85V RMS 以及265V RMS。与固定频率 PWM方案相比，D1与D2 抖动方法均能使平均 EMI 降低 7dBuV~10dBuV。采用 D2 方案的转换器效率比采用 D1方案高 1%，比未使用抖动技术 (ND)高0.5%。图6与图7描述了这三种不同方法的效率情况。

　　使开关频率抖动不会降低PF，但这不足以引起关注。预调节器的最大功率因数是在没有采用抖动调谐时观察到的，其它两种技术则使功率因数下降了1% ~ 3%。然而，满载时的功率因数PF还是超过0.97，这样的结果仍然是非常好的。功率因数PF的实验结果如图8和图9所示。

　　PFC在固定输入或升压输出器上的应用

　　在窄频输入应用中，如欧洲离线式预调节器或升压输出器(boost follower)应用，输出电压要比峰值输入电压稍高。在这些应用中，当整流线路电压为输出电压的一半时，占空比等于50%，而电感器此时具有最大的纹波电流，电感器的选择也是基于这一最大纹波电流而做出的。在上述应用中，我们建议采用频率抖动技术D1，而非D2，因为这时电感器设计的开关频率将是最大频率抖动范围的 90%。在这些应用中，采用抖动技术D1的效率将会比D2高1%。

（2）

（3）

（4）

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　　总结

　　为了降低PFC预调节器的平均EMI，实践证明，线路电压改变的同时开关频率改变20%可以将平均 EMI降低7dBuV~10dBuV。然而，在通用应用中，传统的抖动频率会降低功率转换器的效率。在这些应用中，采用抖动技术D1可以在100% ~ 80% 的范围内实现开关频率的抖动，但是会降低功率转换器的效率。然而，如采用抖动技术D2，可以在80% ~ 100%的转换器开关频率范围内使转换器的效率高于固定频率方案。不过，在某些应用中，如升压输出器或窄频输入范围设计，采用抖动方案D1仍然具有最高的效率。