引言
在电池供电型和负载点升压型转换器应用中，不断增长的电流需求给实现高效率和低输出纹波并同时保持电路外形尺寸的小巧提出了更高的要求。一种理想的解决方案是采用多相控制电路。多相转换器交替使用并行功率级的时钟信号，因而能够在不增加开关频率的情况下减小输出纹波电压。输入和输出电容器的尺寸和成本因为纹波电流被消除的缘故而明显减少。多相转换器往往采用若干个更容易安装在高密度PCB板上的纤巧扁平电感器，以取代体积庞大的单电感器。
由于电流均分和时钟定时要求的缘故，多相控制电路的实现有可能复杂而且昂贵。本文所述的一种集成解决方案将所有的控制电路和电源开关都集成在一个IC中以简化设计。除了讨论多相同步升压型转换器的实现和优点之外，本文还将阐述升压应用中最为常见的关注焦点，包括启动过程中的涌入电流控制、转换器关断状态下输出负载与输入电源的断接以及短路保护。

多相同步升压型转换器概述
通过交替使用并行功率级的时钟信号，多相技术可以减小电流和电压纹波。例如，在一个四相转换器中，当输入电压高于输出电压的1/4时，至少有一相将向负载输送电流。对于较低的占空比，将有多个相位同时与负载相连。这使得流过输出电容器的纹波电流大幅度减小。图1比较了50% 占空比条件下采用单相和采用四相升压型转换器时的输出电流波形。由图可见，本例中的峰-峰纹波电流是采用单相升压操作时的10% 左右，而频率则高4倍。四相结构较低的纹波电流和较高的纹波频率极大地降低了输出电容的尺寸和成本。因为输出电容器中的损耗等于ESR与RMS纹波电流的平方的乘积，较低的纹波电流提升了效率。较低的电感器峰值电流允许使用体积更小、成本更低的电感器。
本文以LTC3425四相同步升压型转换器为例来说明多相升压型转换器的工作原理。LTC3425采用了一种四相架构。驱动多个相位的时钟脉冲信号间隔相等(相差90°)。
用于每相的功率级具有一个NMOS和一个同步PMOS功率开关。在时钟周期的始端，NMOS开关接通，电感器电流上升，直至其达到由误差放大器输出所控制的电平为止。随后，NMOS开关断开，PMOS开关接通。存储于电感器中的能量转移至输出且电感器电流下降。自适应斜率补偿被用来防止发生分谐波振荡，同时使电流限制在占空比的变化范围内保持平坦以尽量增大负载能力。可采用一个零电流比较器来防止电感器电流在其达到零之后立即变至负值。该工作模式被称为不连续电感器电流模式(DCIM)，它能够减少由负电感器电流引起的损耗。在DCIM模式中，当两个MOSFET开关断开时，电感器和MOSFET的寄生电容之间会产生一个高频振铃，该振铃有可能引发EMI辐射。这里 LTC3425 通过在电感器两端布设一个内部电阻器实现了抗振铃控制，从而能够抑制在DCIM的所有高频振铃。
由于LTC3425采用了峰值电流模式控制单个误差放大器，因而实现了通道间非常好的电流均分。误差放大器输出端上的电压设定了每相的峰值电流。假设电感器是相同的，则电感器的峰-峰纹波电流将是相同的。因此，平均输入电流(峰值电流减去纹波电流的一半)是相同的。由于每个通道的占空比是相同的，所以平均输出电流也是相等的。良好的电流均分可以防止一个通道承受过大的电流应力并使多相拓扑结构的优势得到最大限度地发挥。采用单个误差放大器还最大限度地减少了外部组件的数目。只需要一组反馈电阻器和一个补偿网络。该四相升压型转换器的反馈环路设计与传统升压型转换器的设计几乎一样容易。
多相电路有时也可以使用多个误差放大器，比如并联多个相同的IC。只要采用电流模式控制且误差放大器均为跨导放大器，就可以简单地将误差放大器的输出连接在一起，并连接所有反馈引脚(误差放大器的负输入端)以实现良好的电流均分。

涌入电流控制和输出断接
在传统的升压型转换器中，一个肖特基二极管或同步整流器的一个内部体二极管可以通过电感器将输入电源连接至负载。输入电源最初加至升压型转换器时的峰值涌入电流仅受限于由输入电源、电感器、二极管和输出电容器所组成环路中的电阻。初始插电期间的巨大浪涌电流在许多应用中都是不希望出现的。例如，在电池供电型应用中，它会引起足以触发低电池电量检测器的输入压降。在输入和输出之间布设直接通路同样会使负载在升压型转换器已被关断之后仍然与输入相连。这会由于漏电流的缘故而产生额外的功耗。
该解决方案旨在通过消除内部PMOS整流器的体二极管传导来实现真正的输出断接。这允许输出电压在停机期间放电至地。为在启动期间控制涌入电流，采用了一个外部电容器以调节在误差放大器输出的转换率。一个内部电流源用于在启动时对电容器进行充电以控制电流限制。
在升压应用中，峰值电感器电流会因输入与输出电压比的不同而存在明显的差异。许多时候都希望拥有一个可设置的电流限值。具备可调的电流限值，则可对外部电感器和电容器的大小进行优化，以压缩解决方案的外形尺寸和成本。可设置的电流限值还可以用来降低在短路情况下的热损耗。
在LTC3425中，峰值电流限值由一个布设在ILIM引脚上的电阻器来设定。每个电感器中的峰值电流限值门限按下式来设定：
ILIM=130 / (ILIM引脚上的电阻器阻值R)(kW)·Amps                      (1)
图2所示为一个短路状态保护电路。在正常工作条件下，Q2导通，R17与RILIM并联以设定电流限值。如果发生短路情况，Q2关断，电流限值将被减小至由RILIM独自设定的水平。例如，若R17为100kW，RILIM为300kW，则每个电感器中的峰值电流限值通常为1.7A(由R17并联RILIM设定)。一旦输出被下拉到低于Q2栅门限(过载或短路)，电流限值即被减小至0.4A，这有助于减少IC中的功率损耗。图2中的R16和C11提供退出短路状态的软启动。

轻负载效率
在轻负载条件下，如果转换器保持高频开关操作，则会因开关损耗的缘故而导致效率低下。为了保持高效率，首先应在轻负载时将多相操作转变至单相操作。然后，采用突发模式操作以进一步降低开关损耗和IC的消耗电流。在突发模式操作中，IC向输出输送一定大小的能量。然后它进入睡眠模式，此时大部分内部电路被关断，从而将流入IC的静态电流减小至12mA。在睡眠模式中，负载电流由输出电容器提供。当反馈电压降至由突发比较器所设定的门限以下时，IC被唤醒并接通MOSFET。由于开关损耗大为降低且控制和驱动器电路的功耗有所减少，因此与固定频率操作模式相比，轻负载条件下的效率明显提高。
突发模式操作有两种使能方式：即直接由主机来控制或由IC根据负载条件来自动使能。在主机希望对低噪声模式(固定频率)和高效率模式(轻负载条件下的突发模式)之间的切换进行直接控制的应用中，优先使用手动控制。而在无法从主机获得控制信号的应用中，自动切换将是唯一的选择。当采用自动切换时，拥有对导致转换器进入或退出突发模式的负载大小进行调节的能力是较可取的。
可采用单个引脚来实现上述两种控制方案。突发模式是通过将BURST引脚拉至高电平来使能的。在没有可用控制信号的应用中，突发模式电流门限由BURST引脚上的一个并联RC来设定。突发模式操作被使能时的负载电流由电阻器来设定。电容器被用来防止BURST引脚上的纹波在器件进入或退出突发模式时引发振荡。由于突发模式电路可监视平均负载电流，因此由电阻器所设定的负载电流门限不受输入电压变动的影响。

设计实例和测试结果
图3示出了一个采用LTC3425的两节 (碱性、镍镉或镍锰) 电池的3.3V升压型转换器。该转换器能够提供高达1.8A的负载电流。当突发模式被使能时，在103数量级的负载电流范围内实现了85% 以上的效率。这里，R4将突发模式门限设定在100mA左右，这与输入电压变动无关。
相对于固定频率运行，采用突发模式会产生更大的输出纹波电压和阶跃负载下更大的瞬态电压。在突发模式下，纹波频率随着负载变化，这对一些对噪声较为敏感的应用来说是不允许的。非连续电感器电流模式此时可用来维持恒定频率运行。
当每相的开关频率为1MHz时，输出纹波频率为4MHz。当采用4个4.7mF的纤巧型(0805规格)陶瓷电容器时，输出纹波仅为20mV。
对于成本敏感或电路板面积极小的应用，只需简单地去掉一个或两个电感器便可将LTC3425用作一个两相或三相转换器。
电路板布局对于确保高频开关稳压器的性能而言是至关重要的。传输高开关电流的走线必须保持得简短而宽阔，以最大限度地减小寄生电感。在同步升压型稳压器中，该环路包括两个内部功率开关和输出电容器。应使该环路远离所有的敏感节点(比如与反馈引脚相连的印制线)。将反馈电阻器布设在反馈引脚的近旁。将反馈电阻器的地返回端、补偿组件和其它信号控制组件直接布线至SGND引脚。

结语
多相同步升压型转换器可在各种负载条件下提供高效率，并允许采用外形小巧的组件。输出纹波电流的大幅度减小以及纹波频率的成倍增加使得能够采用纤巧的低成本陶瓷电容器来实现非常低的输出电压纹波。所有的功率开关和控制电路都可以集成到一块芯片中以简化系统设计。■